EMC測試現場資格：現場電壓駐波比與時域反射法

從概念上講，SVSWR方法非常簡單易懂。 與任何VSWR測量一樣，目標是測量駐波的最大值和最小值，如圖1所示。這些值的比值為VSWR。 VSWR測量的最常見應用是評估傳輸線。 如果在傳輸線的末端和負載之間（例如），在傳輸線的末端存在阻抗不匹配，則將存在邊界條件，導致反射波。 反射波將在傳輸線上的各個位置與來自源的連續波進行建設性或破壞性的相互作用。 生成的構造（直接波和反射波組合）是駐波。 在CISPR 14-1中的設備所需的傳導功率測試中可以找到一個簡單的例子。 在該測試中，將換能器（電源夾）沿著產品的延長電源線移動，以嘗試在感興趣的頻率範圍內測量電源線上的最大電壓。 在不完善的測試站點上會實現相同的事件。 傳輸線是從被測設備到接收天線的路徑。 在測試環境中，其他對象會產生反射波。 這些物體的範圍從房間的牆壁到建築物和汽車（在開放區域的測試地點）。 就像傳輸線一樣，也會產生駐波。 圖2顯示了針對現場VSWR或SVSWR測試的測試設置。

駐波的物理尺寸是準確測量駐波的關鍵因素。 同樣，目標是找​​到最大值和最小值。 CISPR 16-1-4中的SVSWR測試建議通過沿著腔室內的一條直線移動發射天線，並在用於產品測試的正常位置使用發射天線測量接收到的電壓來測量測試現場的駐波。 就像在傳導功率測試或類似的VSWR測量中一樣，需要換能器連續運動，或者在SVSWR情況下需要發射天線連續運動，以確保捕獲駐波的最大值和最小值。 這可以在每個頻率下完成，但只能花費大量的時間和金錢。 因此，CISPR工作組決定針對每個體積位置僅折衷和測量六個物理位置（參見圖3）。 減少測試時間的唯一其他選擇是降低測量的頻率分辨率（例如，測量更少的頻率，但在每個頻率下測量更多的位置）。 該選項的問題在於，許多反射的對象可能具有較窄的光譜特性。 換句話說，某些材料在狹窄的頻率範圍內可能具有明顯的反射性。 因此，工作組決定對測試採用最大50 MHz的步長，從而在340-1 GHz範圍內產生至少18個頻率，但只有六個位置，如圖3所示。

圖3：SVSWR測量位置和位置
僅在離散數量的位置處對駐波進行採樣可以合理地提供足夠的精度，以根據步長的大小來計算近似的SVSWR。 但是，另一個折衷方案是在每個頻率上具有相同的規定位置，以便通過移動天線和掃描頻率來節省時間。 所選位置為0，+ 2，+ 10，+ 18，+ 30，+ 40厘米。 試想像一下，在標有六個標記的標尺上疊加一個符號波。 現在想像將符號波壓縮為越來越短的波長。 圖4說明了這種思想實驗。 在某些頻率下，所選位置將永遠不會接近符號波的真實最大值或最小值。 這是一個折衷方案，將導致合規性偏差，例如，結果始終低於真正的SVSWR。 該偏差是一個誤差項，不應與測量不確定性貢獻相混淆。

圖4：SVSWR測量位置與波長的關係
誤差項有多大？ 如果我們考慮圖4所示的示例，很明顯波長為2厘米。 那將是一個15 GHz的符號波。 在該頻率下，將無法測量駐波，因為波長為2 cm，其他位置甚至是2的倍數（10、18、30和40 cm）！ 當然，在7.5 GHz時也會發生相同的問題。 實際上，在每個頻率下，採樣都不會測量最大值或最小值。

實驗室必須按照CISPR 3-16-1在兩個極性和至少兩個高度的範圍內測量圖4中所示的四個位置。 測量範圍是1-18 GHz。 直到最近，只有滿足方向圖要求的可用天線才是1-6 GHz和6-18 GHz型號。 結果是測試時間如公式1所示：

其中：tx =執行功能x的時間，ny =必須執行活動Y的次數。


公式1：估算SVSWR的測試時間
位置，位置，極性，高度和天線的這種組合的結果導致相當長的測試。 這段時間代表了實驗室的機會成本。
機會成本是可以代替進行此冗長測試而可以實現的收入。 例如，此測試的典型測試時間至少為三個測試班次。 如果一個實驗室的班次收費為2,000美元，則該測試代表每年的機會成本（假設按建議對站點進行了每年檢查），費用至少為6,000-12,000美元。 這不包括特殊天線的初始成本（14,000美元）。


定位不確定度
SVSWR方法的每次測量都需要將發送天線定位到指定的位置（0、2、10、18、30、40 cm）。 由於計算是針對距離進行校正的，因此定位的可重複性和可重複性直接影響測量的不確定性。 問題就變成了，以最小2 cm的增量遞增定位天線是如何可重複和可再現的？ UL最近進行的量具研究表明，這種貢獻約為2.5 mm或15 GHz波長的18％。 該貢獻者的大小將取決於駐波的頻率和幅度（未知數）。

與定位有關的第二個因素是角度與天線方向圖的關係。 CISPR 16-4-1中的天線方向圖要求在H平面中大約具有+/- 2或3 dB的可變性，在E平面中甚至更大。 如果您選擇兩個天線具有不同的方向圖，但都滿足方向圖要求，則結果可能會大不相同。 除了該天線到天線的可變性（可再現性問題）之外，用於發射的天線也不具有標準中所示的完全對稱的方向圖（例如，方向圖的角度增量很小）。 結果，發射天線與接收天線的對準的任何變化都會導致接收電壓的變化（可重複性問題）。 圖5說明了角度較小的SVSWR天線的實際方向圖變化。 這些真實的圖案特徵導致明顯的角度定位變化。


圖5：SVSWR天線方向圖
在所示示例中，天線增益隨相對較小的角度旋轉而變化會導致多達1 dB的可變性。獲取SVSWR的時域方法

CISPR 16-1-4中的SVSWR方法基於空間上移動天線來改變直射波和來自腔室缺陷的反射波之間的相位關係。 如前所述，當波相長相加時，兩個天線之間會出現峰值響應（Emax），而當波相消相加時，會出現最小響應（Emin）。 傳輸可以表示為

其中E是接收到的場強。

ED是直接路徑信號，N是從該位置反射的總數（這可能包括來自腔室壁或開放區域的位置不完美的單次或多次反射）。 ER（i）是第I個反射信號。 為了便於推導，讓我們假設只有一個反射信號（這不會失去一般性）。 站點的站點VSWR（或相對紋波大小）可以表示為

通過求解方程式3，我們獲得反射信號與直接信號的比率
從等式4可以看出，兩個術語，即反射信號與直接信號之比（相對）和站點VSWR（S），描述了相同的物理量-站點反射水平的度量。 通過測量駐波VSWR（如CISPR 16-1-4中的情況），我們可以確定反射波相對於直接波有多大。 在理想情況下，沒有反射，導致Erelative = 0，S = 1。

如前所述，為了檢測反射信號和直接信號之間的比率，在CISPR 16-1-4中的站點VSWR方法中，我們更改了分隔距離，以便可以改變直接路徑和反射信號之間的相位關係。 隨後，我們從這些標量響應中得出SVSWR。 事實證明，我們可以使用矢量（電壓和相位）測量來獲取相同的SVSWR，而無需實際移動天線。 這可以藉助現代矢量網絡分析儀（VNA）和時域轉換來完成。 注意，公式2至4在頻域或時域均成立。 但是，在時域中，我們可以將反射信號與直接信號區分開，因為它們到達接收天線的時間點是不同的。 可以將其視為從發射天線發出的脈衝。 在時域中，直接波將首先到達接收天線，而反射波將隨後到達。 通過應用時間選通（時間濾波器），可以將直接信號的效果與反射信號的效果分開。

實際測量是使用VNA在頻域中執行的。 然後使用逆傅立葉變換將結果變換到時域。 在時域中，應用時間門控來解析直接信號和反射信號。 圖6顯示了兩個天線之間的時域響應示例（通過使用頻域測量中的傅立葉逆變換）。 圖7顯示了直接信號被選通的相同時域響應。 最後，使用傅里葉變換將時域數據（解析後）轉換回頻域。 例如，當將圖7中的數據轉換回頻域時，它表示ER與頻率的關係。 最後，我們通過不同的途徑獲得了與CISPR空間變化方法相同的相對誤差。 儘管逆傅立葉變換（或後續的傅立葉變換）聽起來像一項艱鉅的任務，但實際上它是現代VNA中的內置函數。 只需按幾個按鈕即可。

圖6：兩個有孔瞄準天線之間的時域響應（來自VNA數據的傅立葉逆變換）。 標記1顯示了直接信號，該信號出現在距發射天線10 ns x（3 x 108 m / s）= 3 m的位置。

圖7：直接信號被選通時的時域響應–僅留下延遲到達（反射）的信號。
後續步驟：進一步改進時域SVSWR方法我們已經確定，通過空間運動的SVSWR和通過時域的SVSWR產生等效數據。 經驗測量可以驗證這一點。 仍然存在的問題是：這是否是被測設備（EUT）最具代表性的數據，由於天線的選擇我們可以實現哪些不確定性？ 參照等式2，所有反射在被求和之前被天線方向圖修改。 為簡單起見，讓我們考慮一個可以忽略多反射的測試室。 這樣，我們在傳輸路徑中就有七個術語，即直接信號和來自四壁（天花板和地板）的反射。 在CISPR 16-1-4中，對發射天線方向圖有非常具體的要求。 出於實際原因，這些要求絕不是限制性的。 例如，假設後壁反射是主要缺陷，並且天線的前後比率為6 dB（在CISPR 16規範內）。 對於使用完美各向同性天線測得的SVSWR = 2（6 dB）的站點，ER / ED為1/3。 如果我們使用前後比為6 dB的天線，則測得的SVSWR變為前後比率為6 dB的天線將SVSWR低估了20 * log（2.0 / 1.4）= 2.9 dB。 上面的示例顯然過於簡化。 當考慮腔室的所有其他反射以及天線方向圖的所有變化時，潛在的不確定性甚至更大。 在另一個極化中（在E平面中），不可能有一個物理的各向同性天線。 定義所有實際物理天線都必須滿足的嚴格天線方向圖是一個更大的挑戰。

可以通過旋轉發射天線來解決與模式變化有關的難題。 在此方案中，我們不需要具有寬波束的天線-通常在該頻率範圍內使用的熟悉的雙脊形波導天線將可以正常工作。 仍然最好具有較大的前後比（可以通過在天線後面放置一小塊吸收器來輕鬆地提高它的比值）。 除了我們也將發射天線旋轉360°並執行最大保持之外，其實現方式與先前針對時域方法討論的實現方式相同。 該方案不是一次嘗試照亮所有牆壁，而是一次執行一次。 此方法產生的結果與嘗試同時廣播到所有牆的嘗試略有不同。 可以說，這是對站點性能的更好度量，因為實際的EUT可能具有較窄的波束，而不是看起來像特製的天線。 除了避免由於天線方向圖引起的混亂情況之外，我們還可以查明腔室或OATS中發生缺陷的位置。 可以從旋轉角度以及信號傳播所需的時間（因此到發生反射的距離）中確定位置。


結論

時域方法的好處很多。 它避免了前面討論的欠採樣問題的陷阱。 該方法不依賴於將天線物理地移動到幾個離散的位置，並且來自時域的SVSWR表示站點的真實值。 同樣，在CISPR方法中，為了歸一化由於路徑長度引起的影響，必須知道天線之間的確切距離。 由於距離引起的任何不確定性都會轉化為SVSWR的不確定性（考慮到所需的小增量，這甚至更具挑戰性）。 在時域中，沒有距離歸一化不確定性。 另外，對於最終用戶而言，最有吸引力的功能可能是時域SVSWR的耗時要少得多。 測試時間減少了將近六倍（請參見公式1）。

完全消聲的腔室在腔室的所有四面牆壁，地板和天花板上均進行吸收劑處理。 時域反射率（TDR）測量不僅可以提供對此類測試站點的準確評估，而且還可以提供其他信息，例如與理想站點偏離的最大因素來自何處。

有人可能會爭辯說，在CISPR方法中，由於天線被移動，反射點在腔室壁上移動，並且覆蓋了更多的瑕疵區域。 這是一條紅鯡魚。 移動接收天線的目的僅是改變相位關係。 總距離為40厘米。 由於幾何形狀的平移（如果傳輸路徑平行於腔室壁），它可以平移到壁上20厘米（7.9英寸）的覆蓋範圍。 為了使該理論可行，我們實際上需要假設吸收器的反射特性在整個20 cm上都是均勻的。 為了覆蓋更多區域，需要像CISPR 16-1-4（前，中，左，右位置）中那樣，大幅度地移動天線。 網站圖標

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